转换器从输入端获得的功率(Pin)电感中的能量与开关频率f的乘积：即：

　　Pin=fsLi2pk/2

　　假设LED串的电压(VO)恒定且效率为100%，那么LED的电流(iLED)为：

　　iLED=PIN/VLED=Li2pkfs/2V

　　在峰值电流控制模式下，ipk通常是一个固定值。因此，LED电流完全独立(理论上)于输入电压。在固定的ipk下，输入电压的上升(下降)会引起晶体管的导通时间成反比例减少(增加)，这将提供很好的线电压调节。在实际应用中，从控制IC检测到电流峰值到GATE引脚实际关断之间的延迟会引起输入功率变化。导通时间较短会由于延迟时间而出现更多误差，因为延迟时间将会占导通时间相当大的部分。

　　实际上，LED电流与LED串的电压成反比。一个标称输出为20 V和350 mA的电路，将在10 V输出电压时产生700 mA的电流，这显然不是期望的结果。但是，通过使开关频率与输出电压成正比，上述公式提供了一种将恒定功率转换器转换为恒定电压转换器的方法。

　　假设fs=KVO，其中K是常数，那么有：

　　iLED=kLi2pk/2

　　这样，iLED将独立于输入和输出电压。

　　回扫转换器的另一个缺点是它易受输出开路状态的影响。当LED开路时，存储在电感内的能量在每次开关导通时间的最后都会被转移到输出电容里。这样，缺少电容放电的负载将导致电容两端的电压逐渐上升，最后超过器件的标称值并损坏功率级。因此，可通过增加额外电路来提供输出电压反馈及过压保护。

　　输出电压反馈

　　图4是一个可实现过压保护和LED开路保护的额外电路。实际上，很多峰值电流模式控制器IC都具有专用的RT引脚。与该引脚相连的电阻可用来设置内部电流，其内部电流用来给振荡器电容(可以是内部或外部)充电。振荡器电容上的斜坡电压控制开关频率，这样，开关频率与RT引脚的输出电流成正比。电阻越小(大)，电流就越大(小)，开关频率也就越高(低)。基于这一原理，可利用输出电压反馈来调整开关频率。

在图4所示电路中，电阻R3和R4构成一个分压器。R4上的电压减去晶体管Q2基极和发射极之间的压降(Vbe)就是R5上的电压。因此，流经R5的电流(IR5)为：
     该电流是利用匹配的晶体管对从控制IC的引脚RT获得的。
图4中的电阻R2用于启动转换器。在启动状态下，输出电压为零，因而IR5也为零。由于没有来自控制器RT引脚的电流，所以转换器无法启动。增加电阻R2可以在启动状态下获得一小部分电流，并使R2的大小满足：
　　IR5>>V(RT)/R2

　　其中V(RT)是控制器RT引脚上的电压。满足该条件可确保转换器的启动，并将R2带来的误差降至最低。如选R3=R4，则有：

　　IR5>>VO/2R5

　　这里假定输出电压比Q2的基极-发射极压降大得多。

　　这样，根据以上各公式便可以得到输出LED电流为：

　　iLED=KICLi2pk/(2×2R5)

　　这样，LED电流将不再决定于输入或输出电压。采用电阻R6、晶体管Q3和齐纳二极管D2可增加过压保护功能。在LED开路状态下，当开关导通时，电感存储能量，当开关关闭时，该能量转移到输出电容上。因为没有足够的负载供电容放电，输出电压在每个周期都会逐渐升高。当电压升高到超过齐纳二极管的导通电压时，由D2和R6组成的齐纳二极管分支电路开始导通。这也提供了一条通过Q3基极电流的路径，使Q3导通。此时，电阻R4实际上被短路。因此，Q2的基极发射极的PN结将关闭，导致R5上的电流为零。这将停止控制器的内部振荡直到输出电压降到齐纳二极管电压以下，以上过程继续进行。这种猝发模式可将LED开路状态下的平均功率降至最小。这种过压保护方法将强制控制IC进入低频、低功率的工作模式。

　　齐纳二极管电阻分支电路上的电流必须能在R6上产生足够大的电压，以便为晶体管基极-发射极之间的PN结提供偏置。

　　结束语

　　在带有输出电流反馈的开关LED驱动器中，一般还需要反馈补偿来稳定转换器，并调节电流以达到期望的电流值。这些反馈方案的瞬态响应性能是有限的，无法满足LED的PWM亮度调节所需要的快速开/关瞬态响应。然而，本文所描述的转换器并不要求任何反馈补偿。该控制方案所用的唯一反馈信息是通过传感电阻获得流经MOSFET的峰值电流。因为转换器在每个周期都存储所需的能量，所以它可以对瞬态做出即时响应。因此它可以很方便地与PWM亮度调节方案一起工作。

　　升降压转换器是低直流电压输入LED驱动器的有效解决方案，无论输出电压高于还是低于输入电压，它都可以驱动LED串。此外，还可在转换器中增加小型而低廉的额外电路以克服负载调节和无负载状态下的问题。该转换器易于实现，且在峰值电流模式控制时无需进行反馈补偿没计。它所具有的开环特性也使之成为那些需要PWM亮度调节的应用中的理想选择。